Двухтактные усилители мощности.

В двухтактных усилителях мощности возможно применение эко­номичных режимов работы УП, например режимов В и АВ. Сквоз­ная передаточная характеристика усилителей этого типа имеет сим­метричный характер (график СПХ имеет центральную симмет­рию относительно ИРТ), в результате чего в усилителях этого типа коэффициент гармоник имеет пониженный уровень из-за низко­го уровня четных гармоник. Кроме того, в двухтактных каскадах в малой степени проявляются эффекты «сползания» ИРТ и сигналь­ного последействия.

При двухтактном построении схема усилителя мощности вклю­чает в себя два параллельно работающих канала с взаимно проти­воположным (комплементарным) направлением сигнальных изменений. Указанная комплементарность достигается за счет при­менения на входе УМ фазоинвертора (ФИ) (например, транс­форматора с двумя встречно включенными выходными обмотка­ми) и двух идентичных каналов «+» (рис. 8.3, а) или же благодаря использованию в каналах транзисторов с взаимно противополож­ным типом проводимости (рис. 8.3, б) (например, биполярных транзисторов п—р—п и р—п—р). Результаты усиления сигнала в каждом канале объединяются или с помощью устройства вычита­ния «-» (рис. 8.3, а), или с помощью сумматора «+» (рис. 8.3, б). Последнему решению в настоящее время отдают предпочтение, так как при нем можно обойтись без привлечения фазоинвертора и схемы вычитания, в результате чего схема УМ оказывается наи­простейшей. Пример такого схемного решения приведен на рис. 8.4.

Верхний канал схемы, выполненный на транзисторе VT1, обес­печивает передачу положительных сигнальных изменений, нижний на транзисторе VT2 — отрицательных. Оба канала организованы как повторители напряжения (каскады с ОК), при этом ре­зисторы Rl, R2 совместно с диодами VD1, VD2 играют роль токозадающего базового делителя. Резисторы совместно с источни­ками питания задают падение напряжения на диодах и тем самым определяют положение ИРТ в транзисторах и соответственно их режим работы. Для обеспечения режимами это напряжение обычно должно находиться в пределах 1,2... 1,3 В (в предположении, что начальный участок СПХ для каждого транзистора начинается с 0,60...0,65 В). В этих условиях при идентичных по СПХ транзи­сторах и одинаковых сопротивлениях резисторов (когда R1 = R2) потенциал точки а равен половине от питающего напряжения Eп. Входной сигнал вводится в базовые цепи транзисторов VT1 и VT1 через прямосмещенные диоды. Динамическое сопротивление этих диодов мало, в результате потери сиг­нального напряжения на диодах пренеб­режимо малы.

Обычно рассмотренное схемное по­строение (см. рис. 8.4) связано с выхо­дом предшествующего каскада по прин­ципу непосредственной (кондуктивной) связи, как это показано на рис. 8.5, где в качестве выходного каскада предвари тельного усиления использована схема с ОЭ на транзисторе VT3 р — п—р-тппа. Применение в схеме транзистора такого типа обес­печивает возможность присоединения одного из зажимов нагруз­ки R_H к точке нулевого потенциала, что в ряде случаев является необходимым условием безопасной работы УМ.

В схеме рис. 8.5 присутствует петля ООС, действующая как на постоянном, так и переменном токе. Петля ООС замыкается через базовый делитель R3, R4. Благодаря этой петле обеспечивается как повышенная стабильность и определенность режимов работы схемы на постоянном токе, так и пониженный уровень нелинейных искажений.

К недостаткам схемных построений рис. 8.4 и 8.5 следует отне­сти то, что из-за не превосходящих единицу коэффициентов пе­редачи каскадов с ОК сигнальное напряжение на входах их тран­зисторов VT1 и VT2 должно быть не ниже выходного Uвых. Вслед­ствие этого полное использование рабочей области транзисторов VT1 и VT2 и соответственно получение от УМ максимальной сиг­нальной мощности требует от каскадов предварительного усиле­ния формирования сигнальных изменений с размахом не ниже, чем напряжение источника питания Еп Данное обстоятельство вызывает трудности при организации питания предшествующего усилительного звена. Преодоление указанной трудности обычно достигается за счет питания каскада предварительного усиления от источника с повышенным напряжением или же за счет приме­нения при питании указанного каскада принципа вольтодобавки. Схема, реализующая указанный принцип, приведена на рис. 8.6. В этой схеме в качестве напряжения питания Е_пр предварительного каскада выступает сумма напряжения питания Е_п и текущего сигнального напряжения Uвых на нагрузке R_H, т.е. Епр = Еп + Uвых, в результате чего предельная величина выходного напряжения в каскаде на транзисторе VT3 может приближаться к значению, равному 2Еп.